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    模數轉換器

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    模數轉換器是將模擬信號轉換成數字信號的系統,是一個濾波、采樣保持和編碼的過程。模擬信號經帶限濾波,采樣保持電路,變為階梯形狀信號,然后通過編碼器,使得階梯狀信號中的各個電平變為二進制碼。

    基于LTC2460/2的模數轉換器技術參數

      LTC2460/LTC2462 是超纖巧型 16 位模數轉換器,具有一個集成的精準基準。它們采用 2.7V 至 5.5V 單電源,并通過一個 SPI 接口進行通信。LTC2460 是單端器件,具有一個 0V 至 VREF 的輸入范圍,而 LTC2462 是差分器件,具有一個 ±VREF 的輸入范圍。這兩款 ADC 均包括一個 1.25V 的集成基準,具有 2ppm/C 的漂移性能和 0.1[%] 的初始準確度。這些轉換器采用 12 引腳 3mm x 3mm DFN 封裝或 MSOP-12 封裝。它們包括一個集成振蕩器,并執行無延遲的轉換操作,旨在滿足多工應用的需要。LTC2460/LTC2462 包括一個專有的輸入采樣電路,與采用傳統的 ΔΣ 轉換器相比,該電路可將平均輸入電流減小幾個位的數量級。

      在執行完一次轉換之后,LTC2460/LTC2462 將自動對轉換器進行斷電操作,而且也可通過配置來使基準斷電。當 ADC 和基準均被斷電時,電源電流將減小至 200nA。

      LTC2460/LTC2462 能夠以每秒 60 次轉換的速率執行采樣操作,而且,由于過采樣比非常大,因而具有極為寬松的抗混疊要求。這兩款器件均采用了對用戶而言是透明的連續內部偏移和全標度校準算法,從而在整個時間和工作溫度范圍內確保了準確度。

      特點

      16 位分辨率,無漏失碼

      內部基準,高準確度 10ppm/?C (最大值)

      單端 (LTC2460) 或差分 (LTC2462)

      2LSB 偏移誤差

      0.01[%] 增益誤差

      轉換速率為每秒 60 次

      對于多工應用可在單轉換穩定

      具自動停機功能的單周期操作

      1.5mA 電源電流

      2μA (最大值) 睡眠模式電流

      內部振蕩器 —— 無需外部元件

      SPI 接口

      超纖巧型 12 引腳 3mm x 3mm DFN 和 MSOP 封裝

      封裝

    封裝圖
    封裝圖

      應用

      系統監控

      環境監控

      直接溫度測量

      儀表

      工業過程控制

      數據采集

      嵌入式 ADC 升級

      典型應用

     典型應用

    電阻噪聲與模數轉換器噪聲的比較

      模數轉換器的總噪聲頻譜密度性能實際上反映為一系列參數,如熱噪聲、抖動以及量化噪聲——也就是特定帶寬(BW)上的信噪比(SNR)。在設計人員試圖理解被采樣信號中的轉換器最低可分辨“步進”時,轉換器數據手冊中給出的信噪比可以給他們提供現實的期望值。這個步進也被稱為最低有效位或LSB。對于一個已知滿量程輸入的N位轉換器,可以用下面的公式計算出信噪比和最低有效位大小,即SNR=20*log(Vsignal-rms / Vnoise-rms),和LSB =(Vrms︱Fullscale/(2^N))。

      通過重新整理這個公式可以得出轉換器的噪聲Vnoise-rms =Vsignal-rms*10^-SNR/20。因此,對于一個80MSPS、SNR=80dB、輸入滿量程電壓為2Vpp的典型16位模數轉換器來說,其噪聲Vnoiserms = 70.7uVrms,或LSB值為10.8uVrms。

      下面讓我們看一下電阻噪聲。電阻噪聲被定義為Vresn=sqrt(4*k*T*B W*阻值),因此一個1kΩ的電阻在1Hz帶寬內將增加約4nV的噪聲。公式中的T為開爾文溫度(室溫 = 290K),BW是帶寬,k是波爾茨曼常數(1.38x10E- 23 瓦/秒/K)。對于轉換器的電阻噪聲,看起來似乎不必過于擔心,但實際上千萬不要被表象所迷惑。

      讓我們繼續討論如何降低噪聲指數以便提高靈敏度。我們可以在轉換器前端設計中增加增益和電阻來達到這一目的。在無源前端情況下,輸入滿量程降低2倍,意味著噪聲指數將下降6dB。不過,還要考慮非相關的電阻噪聲。

      例如,在40MHz帶寬內,一個50Ω的源電阻意味著電阻噪聲有7.2uV。請注意:在單極點系統中,噪聲帶寬比信號帶寬大1.57倍,這個50歐姆的電阻帶來的熱噪聲對系統的信噪比的惡化不會超過0.1dB,即,Vnoise-rms=sqrt(7.2uV^2 + 70.7uV^2)=71uVrms。這個幅度不是太大,但我們還沒有把系統中的增益考慮進去。當信號鏈中的增益為2時,一個50Ω的電阻引起的噪聲相當于14.4uVrms,而相反的負載側的200Ω終端電阻噪聲將額外增加14.4uVrms。在這兩個非相關的噪聲源和的平方根(RSS)共同作用下,總噪聲將達20.3uVrms,相當于2個LSB!

      這里的關鍵是轉換器噪聲遠遠大于電阻噪聲項,即使轉換器前有一些增益也是如此。然而,隨著在整個信號鏈中使用更大的電阻和增益,總噪聲將很容易使信噪比變差(LSB=1位=6dB)。因此,在信號鏈中分配增益一定要小心,因為各種負面因素的效應會很快疊加。

    如何選擇模數轉換器的輸入采樣結構?

      今天的模擬系統設計工程師面臨許多設計挑戰,他們不僅需要選擇正確的IC元件,還必須準確地預測這些元件在系統內的相互影響。從這點來看,模數轉換器的設計是一個巨大挑戰,因為它具有必須在系統級加以考慮的各種不同的輸入采樣結構。本文將探討幾種通用的輸入采樣結構,并討論每種結構對系統其它部分的影響。

      在如今許多 CMOS模數轉換器中,常用的解決方法是采用開關電容器結構實現輸入采樣。這種輸入結構的最基本形式由相對較小的電容器和模擬開關組成,如圖1所示。

    由相對較小的電容器和模擬開關組成

      當開關設在位置1時,采樣電容器被充電至采樣節點的電壓(在該例中為VS),然后開關切換至位置2,此時采樣電容器上累積的電荷被轉移至采樣電路的其它部分。這一過程不斷反復。

      上述不帶緩沖器的開關電容器輸入可引起嚴重的系統級問題。例如,將采樣電容器充電到適當電壓所需的電流必須由連接到模數轉換器輸入端的外部電路提供。當電容器切換到采樣節點(圖1中的開關位置1)時,對電容器進行充電需要大電流。這一瞬態電流的大小是采樣電容器容值、電容開關頻率和采樣節點電壓的函數。

      這個開關電流由下式表示:

      Iin=CVf

      其中,C為采樣電容器的電容值,V為采樣節點上的電壓(本例中用VS表示),f為采樣開關進行開關操作的頻率。這個開關電流會在采樣節點產生較高的電流尖峰(圖1)。

      當設計模數轉換器前端的模擬電路時,必須考慮這個開關電流的影響。由于該電流可以通過任何電阻,所以將產生壓降,在模數轉換器的采樣節點處產生電壓誤差。如果轉換器的輸入端有高阻抗傳感器或高阻抗濾波器相連,那么這個誤差將非常大。

    以隔離傳感器并增強靜電放電( ESD)保護功能

      例如,假設電阻器被放置在模數轉換器的前端,以隔離傳感器并增強靜電放電( ESD)保護功能(圖2)。在本例中,采樣電容器的容值為10pF,開關頻率為1MHz。利用上式計算可得,瞬態電流約為25?A。當這個瞬態電流通過10k?的電阻器時,采樣節點上將會產生250mV的電壓誤差。由于采樣節點可能被安排在下一個采樣周期之前,因此這是最差情況下的近似值。該建立時間取決于由10kΩ電阻器和采樣電容器構成的RC時間常數,以及模數轉換器輸入端的寄生電容。寄生電容可能是由模數轉換器的導線、電路板上的走線長度以及內部MOS開關電容造成的。此外,可能需要一個外部緩沖器電路來提供必需電流,并確保采樣節點能被正確設置,從而保持轉換器的線性特性。

      不過,當開關頻率更高時,放大器輸出阻抗將增大,因此必須仔細選擇放大器和相關電路才能解決瞬態開關電流問題。

      為盡可能減小外部電路的瞬態電流要求,可以設置一個內部緩沖器(圖3)。在這個實現方案中,模擬開關構成三種不同的狀態。在位置1處,采樣電容器被快速充電至采樣節點電壓(在本例中為VS)加上(或減去)緩沖器偏差(VOS)。在這一階段,對電容器充電所需的瞬態電流由內部緩沖器電路提供。內部緩沖器可被優化設計,以便在所要求的開關頻率下提供低阻抗輸出,利用該開關頻率可在指定時間對電容器進行正確充電。然后,開關被重新配置,在圖3位置2處形成連接。在此階段,采樣電容器直接與模數轉換器的采樣節點相連。

      接著,采樣電容器被充電或放電,以便電容器電壓與采樣節點上的電壓相等。此時可能仍然存在少量開關電流,但外部電路所需的電流將減少,這是由于電容器電壓已經被充電至內部緩沖器的偏置電壓范圍內。最后,模擬開關切換到位置3處,此時采樣后的電壓可被傳送至采樣電路的其余部分。帶緩沖器的開關電容器輸入能夠大幅降低模數轉換器外部電路的瞬態電流,這是它的優點之一。在前一個例子中,采樣電容器的容值為10pF,開關頻率為1MHz。假設內部緩沖器的電壓偏置為10mV,這將產生僅100nA的瞬態電流,該數值比不帶緩沖的采樣輸入的瞬態電流小250倍。

      在某些情況下,一個固定或可編程增益放大器被集成到模數轉換器前端的同一個硅片中,這個放大器不僅有助于減小必須由外部電路提供的開關電流,而且還能對模擬信號進行放大。另外,還可以設置一個斬波穩定放大器來減小1/f噪聲,這種噪聲有時也被稱為“閃爍噪聲”。這種低頻噪聲是由處理工藝固有的MOS晶體管通道中的表面態引起的。斬波可以消除1/f噪聲,并減小外部電流要求。不過,由于MOS開關不匹配,電路中仍將存在少量輸入瞬態電流。

      無論采用何種采樣架構,模數轉換器都必須實現某種形式的ESD保護。對于CMOS方案來說,通常采用箝位二極管進行ESD保護,如圖4所示。箝位二極管可有效限制加在轉換器內部晶體管上的電壓。如果輸入電壓與電源軌之差超過了二極管壓降(通常為0.7V),則二極管將開始傳導電流并限制電壓。但是,箝位二極管同樣會出現電流泄漏,在設計模擬輸入電路時必須考慮這個問題。盡管這個泄漏電流通常都較小,也許只有幾皮安培,但該電流會隨著溫度升高而按比例大幅增加。

      隨著模數轉換器的持續發展,系統設計工程師能充分理解所采用的輸入結構以及這種結構對外部電路的影響已經變得越來越重要。本文對一個簡單的開關電容器輸入結構進行了探討。開關電流要求可顯著影響系統的總體性能,而外部電路必須進行相應設計。一個集成的緩沖器或放大器可以大幅減小開關電流,從而簡化模數轉換器外部的電路設計。ESD保護電路也將會影響外部電流要求,并且隨著溫度變化對電流的影響也不一樣。

     
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